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DIY Class-A Hybrid Tube Mosfet Single-Ended Amplifier 



アンプ自作.海外のサイトに目を向けるとDIYの世界は一気に広がる.



Class-A-Hybrid-Tube-Mosfet-Single-Ended-Amplifier-Schematic.jpg

Class-A-Hybrid-Tube-Mosfet-Single-Ended-Amplifier-PCB-layout.jpg

真空管6DJ8を初段においたハイブリッドヘッドフォンアンプ.

詳細は引用先(http://elcircuits.com/diy-class-a-hybrid-tube-mosfet-single-ended-amplifier/#more-664)をご覧頂きたい.


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電源のおまじない 


先般ある電子技術者の方と会話.それは,こうだ.
「もしオーディオアンプの電源に3端子を使うのであれば,ダイオードを入れた方がいい.瞬間の電源供給は苦手ですからね」
わかったような,わからないような、、、、その背景・理由がたまたま検索にヒットしたこの会社のHPに書かれていた.
備忘録として,記事(http://www.adm.co.jp/download/mtb_9.pdf)をそのまま引用させていただく.

ダイオードのおまじない


「おまじないみたいなこともあります。図12を見てください。よく±電源で動作するアナログ回路で見かけるのがダイオードD1、D2です。このダイオードは実はなくても動作しますが、あったほうがより良いというおまじないみたいなダイオードなのです。
というのは、入力電圧の±12Vがどういうタイム・シーケンスで供給されるかわからない場合があります。「±電源はメイン側で用意していますから」という打ち合せで、回路を作る場合があります。でも実は+電圧が先だったり、-電圧が先だったり、ひどいときは+のほうに-電圧が瞬間的ですが現れることだってあります(さすがに今はないでしょうが)。それでもちゃんと動作する必要があるわけです。ほとんどの回路はOKですが、たまには発振回路や積分回路のように、電源電圧の印可状態によっては正常動作を逸脱する回路だって中にはあるわけです。ダイオードを付けていれば逆電圧は0.6V程度に抑えられます。また、間違って逆電圧を印可されたときの回路保護にもなるので、おまじないとして付けておくことをお勧めします。」


電源は奥が深い.



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Active Bass Boost 

デジアンにバスブースト回路の追加を思案中.
部品点数を少なくしたいので,オペアンプを使った回路になる見込み.

active bass boost


上図,10k,2.2k,470nFによるブレーク周波数ポイントは,1/(2×π×2.2k×10k×470nF) = 150Hzになるようだ.

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オペアンプICのPSRR特性を補強 


カテゴリー”電子回路の備忘録”は久々(数年ぶり?)の新着記事になる.
私的な内容なので,興味がない方は読み飛ばして欲しい.

ネットで見つけた,この記事が気に掛かった.「電源ノイズの抑圧性能を高め、出力に表れる電源変動の影響を抑える方法」とのふれこみ.簡略化するとこんな感じ.リップルフィルターの原形.

PSRR.jpg

回路定数を計算してみたくなった.

Q1のサンプルはこれ.
I-03011.jpg
秋月電子で売っているダーリントントランジスター 2SD2560/150V-15A
出力電圧 12V-2A の条件を満たす回路定数は

Rb:6kΩ
C:17μF以上

※Hfe10000と仮おき

となった.



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簡易な定電圧回路 

◎基本の回路
Zd.jpg

■前提
・Vinは18Vとする
・ZDは15V,0.5Wとする

■ZDに流せる最大電流を求める
・W(電力)=電圧×電流,つまり15(V)×電流=0.5(W)なので
・ZDに流せる最大電流=0.5W÷15(V)=0.03(A)
・設計上は10mA~20mAが妥当か

■最大電流時のRsを求める
・Rsの電圧降下は入力電圧Vin(18V)からVz(15V)を差し引いた3V
・抵抗=電圧÷電流
・Rs(抵抗)=3(V)÷0.03(A)=100Ω

■ヒント
・最大電流はZDの定格で制約される(大きな電流はとれない)
・ツエナーの特性上,VZ電圧はツエナー電流(Iz)により変動する
・ツエナー電流(Iz)を小さくするとノイズがでる

◎回路の発展:電流ブースターを追加

boost.jpg

■設計条件
・入力電圧は18V~21V
・出力電圧15V,100mA

■ZDの決定
・VBE0.65Vとするとツエナー電圧は15V+0.65V=15.7V

■トランジスタのスペック
・トランジスタには最大100mA流すと最大コレクタ損失は最大入力電圧(Vin)から出力電圧(Vout)の差分に最大電流を乗算する
・つまりコレクタ損失(W)=(21V-15V)×100mA=0.6W
・パワートランジスタであれば,この程度はヒートシンク無しでOK

■RB,C1~C2の決定
・RBはZDに数mAが流れる程度にする.RBを定電流ダイオード(CRD)に置換えてもいかもね(↓)
CRD.jpg
・C1はZDのノイズとりなので.実装イメージは抱かせる感じ.0.1~数μ,C2は数μ~数十μ

■ヒント
・入力電圧と出力電圧の電圧降下分がトランジスタにより熱として消費される
・帰還制御型ではないので負荷電流に応じて出力電圧は変動する
・帰還制御型に変更するのであればZDをシャントレギュレーターに変える




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ポータブルHPA(Ni-MH9.6V×2)充電回路 Battery charger for dual 9.6V batteries 

P1000641.jpg
最新作ポータブルHPA"JFET差動増幅入力段+MUSES8820"の専用充電器ができあがった.

P1000640.jpg
画像はアンプ本体に内蔵されるニッケル水素充電池.メーカーはNEXcell社の品物.国内入手は可能だ.
さて,秋月や千石で買える006P型ニッケル水素充電池といえば6セル(7.2V)や7セル(8.6V)だが,この充電池は8セル(9.6V)とハイパワーなのが最大の特徴.ところが,アキバ界隈で8セル充電池の性能を最大に引き出すチャージャーは見当たらないのは困りものだ.該当するものはラジコン用となり高価な買い物になってしまう.9.6Vの充電池が普及しないのはこうした背景があるかもしれない.

Standard charge
データシートによると標準の準定電流・充電方式の場合,0.1Cつまり20mAhを供給してあげればよい.充電時における最大電圧は11.75V/個,ポータブルHPAのバッテリーは二個直列なので,倍の23.5Vになる.

100613 NiMH(8cell)battery charge_2
回路は,コネクタ(CN)を中心に左側がチャージャー,右側がアンプ本体になる.チャージャーとアンプとはDCプラグ&ジャックで接続する.

チャージャー側の定電流回路はLM317のアプリケーションノートを参考に構成,計算上はR2=63オームで20mAが生成できる.
定電圧回路はツェナーダイオードを使った.手持ち部品で23Vの規格が無かったので,12Vと11Vを直列で使っている.回路上のポイントといえば,LM317の基準電圧(1.25V)のバラツキを吸収するため,R2を25回転のポテンショメーターにした.これにより充電電流を正確に調整ができる.最後に入力電源は秋月のAC24Vアダプター.本来であれば入力電圧は27~8Vは欲しいところ.

P1000635.jpg
画像はチャージャー側の回路を実装した基板.部品点数が少ないので非常にコンパクト.

P1000639.jpg
出来上がった基板は小さめのケースに入れるつもりだったが,満充電の判定を電流計で行うのも面白いのではと思い,チャージャーに電流計を取り付けることにした.ちなみに電流計は秋月で1000円.

背景はこうだ.回路動作は充電を開始時は当初バッテリー電圧は低いため,定電流充電となるが,次第に充電量が増加し充電電圧に近づくと,定電圧充電となり電流量が絞られていく.
つまり,満充電の判定は充電時間のみならず充電電流の減少状態でもできるということ.

早速,試運転がてら実際に充電状況を電流計で追ってみた.実験では充電開始時,針は20mAを指していたが,時間経過とともに充電電流は減少していき,数時間経過したころには5mAとなった.電流計は充電の進行状況が手に取るようにわかる.

総括になるが,外部充電はいちいちカバーを外し,電池を取り出し充電器に載せるという一連の手間が省けるのでやはり便利だ.また回路は非常に簡単なものなので本体内蔵という手もあるかもしれない.

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MUSES8820・バイポーラ入力をJFET入力で使いたい 

JRCのMUSEといえば,国産・高級オーディオ向けのハイエンドOPアンプ.今月からマスプロ向けとしてMUSES8820が秋月電子の店頭に並び始めた.価格は1個400円と劇的な設定.MUSE=ハイエンドというブランドイメージが確立されているだけに,その音質は気になるところ.

I-03706[2] (2)
•動作電源電圧 Vopr=±3.5V~±16V
•低雑音 Vn=4.5 nV/√Hz@f=1KHz
•入力オフセット電圧 VIO= 0.3mV typ. 3mV max.
•入力バイアス電流 IB= 100nA typ. 500nA max @Ta=25℃
•電圧利得 Av=110dB typ.
•スルーレート SR=5V/µs typ.


さて,マスプロモデルMUSES8820と従来のMUSES01/02との大きな違いは3つある.ひとつは2チャンネル分を1チップ化したこと.次にリード・フレームの材料が純度99.99%の無酸素銅(OFC:oxygen free copper)から純度99.9%の銅(Cu)材料にダウングレードされている.
純度99.99%のOFCは音質的には優れる一方,材質が柔らかいために機械加工が難しく,生産数量が限られ製品の価格を下げるのは難しかったが,今回は銅(Cu)により端子の加工性を高め,部材コストも引き下げることができたという.
最後に入力段はバイポーラ入力だけでJFET入力は用意されてない.

自分的に問題視していることはJFET入力が用意されていないこと.これまで数多くOPアンプを扱ってきたなかで,音の好みでいえばJFET入力に傾く傾向にあるからだ.
そこで,仮にMUSES8820を手に入れたことを想定し,頭の中にあるJFET入力仕様の回路を書いてみた.ポータブルを前提に部品点数は極力シンプルにしたので,メイン基板はかなりコンパクトになるハズ.ニッケル水素単4×2本をDC-DCコンバータで10Vに昇圧させ,±5Vの電源仕様で鳴らしてみたい.

↓ 入力段をJFETにしたバージョン.クリックで拡大
100529 jfet+OPアンプ
注)回路図は構想段階のバージョンで実機の内容とは異なります.

ちなみに,MUSES8820の在庫は今週はじめに回復したが,金曜日時点で完売.店員さんによると本日新たに入荷するという(昨日の話).MUSES8820は,なかなかの人気らしい.

関連記事
JFET差動増幅入力段+MUSES8820基板完成!
JFET入力段のヘッドホンアンプ完成


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フルディスクリート・ポータブルHPAの回路を書いてみる(改訂) 

ディスクリート・ポータブルHPA(HeadPhone Amp)の回路をバージョンアップした.内容は負帰還の追加.この恩恵で聴感上の歪みは大幅に軽減されたし,ゲインも上がったことで実用に耐えられそうだ.これでようやく試作機製作に移行できる.参考にさせて頂いた回路の原典はここ.元回路はユニティゲインのバッファになる.

100430ディスクリHpa


・初段は高入力インピーダンスのJFET
・出力はエミッタフォロワ2段で低インピーダンス
・オフセットはVRで調整可
・出力段バイアス電流はLEDのVfに依存
・負帰還を追加

と必要最低限の機能は盛り込んだつもり.

つくづく思ったことはディスクリートでそれなりの音質のポータブルHPAを作るのは難しい.
最初は意気込んで初段差動増幅回路で書いてみたが,部品点数が多くボツ.次は思いっきりシンプルにとFET単段のSEPPをブレッドボード上で試作してみたが音が悪く却下など,まとまった時間がとれるGWでなければとうてい無理だったかもしれない.

本題から外れるが,色々,試しているなかで,NE5532P+JFETバッファ(K170/V.J74/V)はボーカルが際立って印象深い音質だった.

【関連記事】フルディスクリートHPA完成!


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差動増幅回路の電圧と電流 

いつかは,こんな回路でポータブル・ヘッドホン・アンプを作ってみたい.
入力FET2段差動増幅回路+出力段セミ・コンプリメンタリSEPP(Single Ended Push Pull).

091011 FET 2段差動増幅回路

そんな思いから,先ずは初段にあたるFET差動増幅回路における電源電圧の変化と差動増幅回路に流れる電流値を測ってみた.
091011 差動増幅回路のデータ採取

Q1,Q2はidss6.9mAのペアどりしたFET
R1=4.7KΩ
R2,R3=2KΩ
R5=280Ω

トランジスタ2石(Q3,Q4)による定電流回路の理論値は1V以上で2.1mA
結果は
・電源を006P×2本を想定(18V)……2.33mA
・電源を乾電池×4本を想定(6V)……2.22mA
・電源をニッカド乾電池×4本を想定(5V)……2.20mA


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トランジスタの動作領域(飽和,活性,遮断) 

active.jpg

飽和領域,活性領域,遮断領域

飽和領域: ベース電流を大きくしていくと,負荷抵抗の両端電圧(VRl=Ic×Rl)は大きくなる.図で言えば負荷線上a→bへ移動する.
電源電圧が一定であれば,ベース電流をいくら増やしても負荷線上cから先はコレクタ電流が増えない.コレクタ・エミッタ間の電圧は最小となる.この最小電圧をコレクタ飽和電圧VCE(sat)という.
この領域はスイッチ動作としてのオン状態.


活性領域: 図の薄いブルーの領域は負荷線上bを中心に適切なベース電流である入力信号の変化を大きなコレクタ電流の変化としてひずみなく増幅することができる領域.


遮断領域: ベース端子をオープンにしても,コレクタ・エミッタ間遮断電流ICEOが流れる.この領域を遮断領域(コレクタ遮断領域)と言う.
この領域はスイッチ動作のオフ状態.

ロードライン
トランジスタにコレクタ抵抗(Rc) を接続したときのコレクタ電流 IC とコレクタ・エミッタ電圧 VCE の関係を示した直線をロードライン(=負荷線)という.

次の回路において,トランジスタのコレクタ側に着目するとVCE=Vcc-Ic×Rc が成立する
fig_1.jpg

Vcc=12V,Rc=2kΩとした場合,IcとVceの関係をグラフにプロットする.点aと点dを結んだ直線がロードラインになる.
load.jpg

・Ic=0mAのときはVce=Vcc  12V-0mA×2kΩ=12V→図d点
・Ic=2mAのときはVce=Vcc  12V-2mA×2kΩ=8V→図c点
・Ic=4mAのときはVce=Vcc  12V-4mA×2kΩ=4V→図b点
・Ic=6mAのときはVce=Vcc  12V-6mA×2kΩ=0V→図a点

つまり,ロードラインの傾きはコレクタ抵抗 Rc によって変わる.また,ロードラインからコレクタ・エミッタ間の電圧VCEを知ることができる.

動作点と最適なバイアス

下図はコレクタ電流 IC=3+2sinωt[mA]の場合にコレクタ・エミッタ間電圧 VCE を負荷線より求めた例.
動作点

トランジスタを効率よく利用するためには動作点が負荷線の中心となるようにバイアスを決めることが重要になる.


参考:NEC ELECCTRONICS FAQ,東京工科大学 コンピュータサイエンス学部 坪川研究室Webサイト
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